Teljesítményelektronikai ötletek – 42

A „Teljesítményelektronikai ötletek” sorozat 41. részében egy olyan emitterkövetőt vizsgáltunk, amely MOSFET-kapcsolók kapuáramkör-meghajtójaként használható. Láttuk, hogy kisméretű, SOT-23 tokozású tranzisztorokkal akár 2 A-es terhelőáramot is elérhetünk. Ebben a cikkben sajátvezér­lésű szinkron-egyenirányítókat mutatunk be, és megvizsgáljuk, hogyan védik meg a diszkrét meghajtók a szinkron-egyenirányítók teljesítménykapcsolóinak kapuelektródáját a túlfeszültségtől.

Diszkrét alkatrészek – az integrált MOSFET jó alternatívái – 2. rész

Ideális körülmények között a szinkron-egyenirányítókat egyenest a teljesítménytranszformátorról is meghajthatnánk, ám széles tartományban változó bemeneti feszültség esetén a transzformátor szekunder feszültsége elegendően nagy lehet ahhoz, hogy károsítsa a szinkron-egyenerirányító kapcsolóját.
Az 1. ábrán egy diszkrét elemekből felépített meghajtóáramkört mutatunk, amely a Q2 tranzisztort vezérli egy szinkron flyback-feszültségátalakítóban. Ez az áramkör szabályozott nagyságú bekapcsolási kapuáramot állít elő, és védi az egyenirányító kapuelektródáját a nagy értékű, fordított polaritású feszültségek ellen. Az áramkör vizsgálatát kezdjük onnan, hogy negatív feszültség van a transzformátor kimenetén. A 12 V-os kimenet emiatt negatívabb az 5 V-os kimenőfeszültségnél, amely vezető állapotba vezérli a Q1 tranzisztort, és rövidre zárja a Q2 kapcsoló MOSFET kapu- és forráselektródáját, ezzel annak gyors kikapcsolását okozva. Mivel a bázisáram az R2-n folyik át, a C1 gyorsítókondenzátoron negatív feszültség keletkezik. A működésnek ebben a szakaszában a fő kapcsolófet vezet, és energiát tárol a transzformátor mágneses terében. Amikor a fő kapcsolófet kikapcsol, a transzformátor kimeneti feszültség pozitív előjelűre vált. A Q2 kapu- és forráselektródája közti feszültség gyorsan nyitóirányúra változik a D1 diódán és az R1 ellenálláson keresztül, amelynek eredményeképpen a Q2 vezető állapotba kerül. A Q1 bázis-emitter rétegét a D2 védi a C1-kondenzátor kisülésekor fellépő feszültségtől. Az áramkör mindaddig ebben az állapotban marad, amíg a fő kapcsolófet ismét vezető állapotba nem kerül. A kimeneti áram tehát valóban kisüti a kimeneti kondenzátorokat, ahogy annak a szinkron feszültségcsökkentő áramköröknél történnie is kell. A fő kapcsolófet bekapcsolása hatására „összeomlik” a transzformátor szekunder feszültsége, ami eltávolítja a pozitív nyitóirányú feszültséget a Q2-ről. Ez az átmenet egy jelentős túllövést eredményez abban az időtartamban, amíg az elsődleges kapcsolófet és a Q2 vezető állapota átfedi egymást. Ahhoz, hogy ezt az időt minimalizáljuk, a Q1-tranzisztor – amilyen gyorsan csak lehet – rövidre zárja a szinkron-egyenirá­nyító Q2 tranzisztorának kapu- és forráselektródáját.

1. ábra A Q1 gyorsan kikapcsolja a szinkron flyback-áramkör Q2 tranzisztorát

A 2. ábra egy diszkrét alkatrészekből felépített meghajtó áramkört mutat, amely a Q1 és a Q4 tranzisztorok vezetését irányítja egy szinkron forward^[1] konverterben. A bemutatott áramkör bemeneti feszültsége széles tartományban változhat. Ez azt jelenti, hogy a két MOSFET kapuelektródáját a határadatokat meghaladó feszültség érheti, ezért egy vágóáramkört kell beépítenünk. Ebben az áramköri elrendezésben a Q4 akkor kapcsolódik be, amikor a transzformátor kimenőfeszültsége pozitív, a Q1 pedig akkor vezet, ha ez a feszültség negatív. A D2- és D4-diódák nagyjából 4,5 V-ra korlátozzák a pozitív meghajtófeszültséget. A kapcsoló MOSFET a D1- és D3-diódákon keresztül kapcsol ki, amelyet a transzformátor és az induktív tekercs árama határoz meg. A földpotenciálhoz képest fordított irányú kapufeszültséget a Q1 és a Q4 korlátozza. A bemutatott áramkörben használt tranzisztorok kapuelektródájának aránylag kicsi a vezérlőelektróda-kapacitása, ezért az átmenetek gyorsan történnek. Ha nagyobb áramú kapcsolófeteket használnánk, szükség lehetne egy pnp-tranzisztor beépítésére is, amely lekapcsolja a kapuelektróda-kapacitást a transzformátor tekercséről, és ezzel gyorsabbá teszi a kikapcsolást. A Q2 és Q3 kapumeghajtó tranzisztorokhoz jó hűtésű tokozattal rendelkező típusokat célszerű választani. Ezeken a tranzisztorokon ugyanis jelentős hődisszipáció lép fel, mivel lényegében lineáris szabályozókként működnek, miközben a MOSFET kapuelektróda-kapacitása töltődik. Ezenkívül – nagyobb kimeneti feszültségeknél – az R1- és R2-ellenállások hődisszipá­ciója is jelentős lehet.

2. ábra Ebben a szinkron forward átalakítóban a D2 és D4 diódák korlátozzák a pozitív kapufeszültséget

Összegezve: sok szinkron-egyenirányítóval működő tápegységben lehet a transzformátor tekercsén keletkező feszültséget a szinkron-egyenirányító kapuelektródájának meghajtására felhasználni. A széles bemeneti feszültségtartományú vagy nagy kimeneti feszültségű megoldásoknál jelkondicionáló áramkörök beépítése szükséges a kapuelektróda túlfeszültség elleni védelméhez. Az 1. ábrán bemutatott szinkron flyback-átalakító példáján illusztráltuk, hogyan lehet a nega­tív feszültség ellen védeni a FET-ek kapuelektródáját és közben fenntartani a gyors kapcsolási átmeneteket. A 2. ábrán látható szinkron forward átalakítón pedig bemutattuk, hogyan lehet korlátozni a szinkron-egyenirányítók kapcsolótranzisztorának kapuelektródáján fel­lépő pozitív vezérlőfeszültséget.  

Következő folytatásunkban bemutatjuk a terheléseken fellépő ugrásszerű áramváltozások hatását és ennek következményeit a megfelelő tápegységek tervezésében és tesztelésében.

[1] Ebben az áramkörben egy transzformátort használnak a kimeneti feszültségnek a kívánt értékre növelésére, illetve csökkentésére (a transzformátor áttételétől függően). A transzformátor egyben a bemenet és a terhelés közötti galvanikus elválasztást is megoldja. Több szekunder tekerccsel egyidejűleg különböző kimenőfeszültségeket is előállíthatunk A kapcsolás erősen emlékeztet a flyback-átalakítóra, működése azonban lényegesen eltér attól; rendszerint a hatásfoka is jobb. – A ford. megj., forrás: Wikipedia

www.ti.com/power-ca

A cikksorozat korábbi részei: