Teljesítményelektronikai ötletek – 15

A szerző ezúttal aránylag egyszerűnek tűnő problémát, egy RC-csillapító-áramkör tervezését tárgyalja. A „próba-szerencse” módszer ezúttal sem ad optimális eredményt, érdemes a szerző néhány lépésben végrehajtható tervezési útmutatóját követni.

Előreszabályozott konverter csillapítása

Vesződött ön már azzal, hogy kiválassza egy csillapító-áramkör alkaltrészértékeit? A kapacitás és az ellenállás értékének meghatározása néha nem egyszerű. A cikk gyors módszert mutat be arra, hogyan lehet könnyen túljutni ezen a feladaton.

Az 1. ábra egy előrecsatolt DC/DC-konverter teljesítményfokozatát mutatja. A konverter úgy működik, hogy a bemeneti feszültséget egy transzformátor alakítja át (és választja el galvanikusan), amelynek szekunder áramkörében keletkező váltakozó feszültséget egyenirányítjuk és szűrjük. Gyakran van szükség csillapító-áramkör (snubber) beépítésére, mivel a D2 dióda kisimpedanciás meghajtással kapcsolódik lezárásba a primer körből átindukált, alacsony impedancián és a transzformátor szórt induktivitásán keresztül. Ha a D2 egy hagyományos Si-dióda, kikapcsoláskor a p-n átmenetében nyitóirányú előfeszítésnél tárolt töltést először egy, a nyitóirányúval ellentétes irányú, de vele nagyságrendileg azonos áramimpulzussal ki kell üríteni, amely addig tart, amíg a p-n átmenetben maradt még valamennyi a nyitóirányra jellemző tértöltésből. Csak ennek megtörténte után jön létre a dióda „valódi” lezárt állapotára jellemző, a nyitóirányúval ellentétes irányú és ahhoz képest elhanyagolhatóan kicsi, záróirányú szivárgási áram. A kikapcsolás elején fellépő nagy záróirányú „kiürítő” áramimpulzus többletáramként jelentkezik a szórt induktivitáson, amely nagy frekvencián rezgő, lecsengő tranzienst eredményez. Ez meghaladhatja a dióda megengedett maximális zárófeszültségét is. Hasonló jelenséggel szembesülünk akkor is, ha Schottky-diódát használunk ennek viszonylag nagy rétegkapacitása miatt, sőt, szinkron-egyenirányítóknál is, a kapcsolóelem kikapcsolási késleltetése következtében.

1. ábra A szórt induktivitás lelassítja a D2 dióda kikapcsolását

A 2. ábrán az áramkörben mérhető hullámformák láthatók. A felső jel a Q1 kapcsolt tranzisztor drain elektródáján, a középső a D1 és D2 diódák közös pontján mérhető feszültség, az alsó jel a D1 árama időfüggvényét ábrázolja. A felső jelen látható, amint a Q1 tranzisztor bekapcsol, drain-feszültsége a bemeneti feszültség alá csökken, amelynek következtében a D1 árama növekedni kezd. Ha a D2 diódában nem lenne jelen a nyitóirányú áram tértöltésének maradéka, a két dióda közös pontján a feszültség növekedne, mivel a D1 árama egyenlő lenne a kimeneti árammal. Azonban az előbbi elméleti esettel ellentétben a diódában tárolt töltés van jelen, a D1 árama tovább növekszik, ami megkezdi a rétegben tárolt töltés kiürítését. A dióda akkor kapcsol ki, amikor ez a töltés elfogyott a rétegből, aminek következtében a D1-D2 közös pontján amúgy is megnövekedett feszültség tovább növekszik. Vegyük észre, hogy az áram növekedése mindaddig folytatódik, amíg a D1-D2 közös pont feszültsége egyenlő nem lesz a reflektált bemeneti feszültséggel, mivel a szórt induktivitáson pozitív előjelű feszültség mérhető. Ez az áram tölti a parazita kapacitásokat és további lengések kiindulópontjaként szolgál, amely növeli az áramkör veszteségeit.

2. ábra A D2 kikapcsolása felesleges lengéseket okoz

Ez a lengő hullámforma több szempontból is káros: elektromágneses zavarok forrása, és a feszültség túllépheti a dióda megengedett zárófeszültségét. Ha a D2-vel egy csillapító RC-tagot kapcsolunk párhuzamosan, az jelentősen csökkentheti a lengéseket anélkül, hogy számottevően rontaná a hatásfokot. A lengés frekvenciáját az 1. egyenlet fejezi ki:

De honnan tudjuk, mekkora az L és C az áramkörünkben? Azt a trükköt alkalmazzuk, hogy egy ismert kapacitást kapcsolunk a D2-vel párhuzamosan, amely csökkenti a lengés frekvenciáját – ezzel már két egyenletünk van a két ismeretlenhez. A számítást még ennél is jobban leegyszerűsíthetjük, ha akkora kapacitást építünk be, ami éppen megfelezi a lengés frekvenciáját. Könnyen belátható, hogy az ehhez szükséges teljes kapacitás a kiinduló áramkör parazita kapacitásának a négyszerese. Ezért tehát a lengési frekvencia feleződéséhez szükséges hozzáadott kapacitás értékét harmadolva kapjuk a parazita kapacitás értékét.

3. ábra A lengési frekvencia megfeleződése alapján számítható a parazita kapacitás

A 3. ábra mutatja az előbbi hullámformákat, ha a lengési frekvencia feleződéséhez szükséges kapacitást (a példában 470 pF-ot) kapcsolunk a D2-vel párhuzamosan. Ebből tehát az adódik, hogy az áramkörnek nagyjából 150 pF a parazita kapacitása. Vegyük észre, hogy a párhuzamos kapacitás beépítése alig változtatja meg a lengés amplitúdóját. Az áramkörben tehát valamekkora ellenállásra is szükség van a lengés energiájának felemésztéséhez. Ez a másik ok, amiért a szórt kapacitás háromszorosa jó kiindulópont lehet. Megfelelő értékű ellenállást választva a lengés erősen csillapodik anélkül, hogy jelentősen rontaná a hatásfokot. A csillapító-ellenállás optimális értéke nagyjából a parazita elemek karakterisztikus (hullám-) impedanciájával egyenlő (2. egyenlet)

Az 1. egyenletben a lengési frekvencia 35 MHz, a parazita kapacitás 150 pF, az ezekből számítható szórt induktivitás 15 nH-nek adódik. Ezt az értéket a 2. egyenletbe helyettesítve kiszámítható, hogy a csillapító-ellenállásnak 30 Ω körül kell lennie. A 4. ábra mutatja a csillapító-ellenállás beépítésének hatását. A lengés gyakorlatilag megszűnt, a dióda záróirányú igénybevétele 60-ról 40 V-ra csökkent. Ezáltal tehát kisebb zárófeszültség-tűrésű diódát is választhatunk, amely a hatásfokra is kedvezően hat. Az utolsó lépésben kiszámíthatjuk a csillapító-ellenállás okozta veszteséget. Ez a 3. egyenlettel lehetséges, ahol f a működési frekvencia.

Miután ezt kiszámítottuk, el kell döntenünk, hogy a csillapítás csökkenése „megéri-e” az ellenálláson keletkező veszteséget. Az optimális csillapító-ellenállás meghatározásához – ha teheti – lapozzon vissza a sorozatunk 3. folytatásának [2] 4. ábrájához.

4. ábra A megfelelően megválasztott csillapító-ellenállás gyakorlatilag kiküszöböli a lengést

Összegezve: egy előreszabályozott konverter csillapítása egyszerű folyamat:

1. építsünk be a D2 diódával párhuzamosan egy akkora kapacitású kondenzátort, amelynek hatására a lengés frekven­ciája a felére csökken,

2. számítsuk ki a parazita kapacitás és induktivitás értékeit,

3. ebből számítsuk ki a csillapító-ellenállás értékét, és

4. határozzuk meg, hogy az ezzel okozott veszteség elfogad­ható-e.

Következő folytatásunkban továbbra is a tápegységek csillapító áramköreivel foglalkozunk.

Forrás:

[1] Middlebrook, R. D. – Slobodan C.: Advances in Switched-Mode Power Conversion, Volumes I and II, 2nd Edition, TESLAco, 1983. 533 p. Available from TESLAco, #10 Mauchly, Irvine, CA 92718, Phone (714) 727-1960. (First edition c 1981.)

[2] Robert Kollman: Teljesítményelektronikai ötletek – 4. A kapcsolóüzemű tápegység bemeneti szűrőjének csillapítása. Magyar Elektronika XXVIII. évf. 4. szám, 52-54. oldal

www.power.ti.com

http://www.ti.com/ww/hu/cikkek-szakirodalom.html

A cikksorozat korábbi részei: