Jelentősen növelhető a szabályozott 48 V-ról 12 V-ra történő átalakítás hatékonysága

A 48 V-os sínrendszer népszerű az adatközpontokban és a kommunikációs alkalmazásokban. A 48 V-ról a köztes sínre történő visszalépésre számos különböző megoldás létezik. A legegyszerűbb megközelítés lehet a buck-topológia, amely nagy teljesítményt nyújthat, de gyakran elmarad a teljesítménysűrűség-követelményektől.
A többfázisú buck-csatolt induktivitásokkal történő korszerűsítés drámai teljesítménysűrűség-javulást tesz lehetővé, amely megfelel a legkorszerűbb alternatíváknak, miközben megtartja a hatalmas teljesítményelőnyét. A többfázisú kapcsolt induktivitások inverz csatolással rendelkeznek a tekercsek között, ami lehetővé teszi az áramingadozás megszüntetését az egyes fázisok áramában. Ez az előny akár a hatékonyság, akár például a méretcsökkentés és a teljesítménysűrűség javítása ellenében feláldozható.

Ez a cikk egy olyan példát mutat be, amely az induktív komponensek térfogatának és súlyának 4×-es csökkentésével 1/8-os ipari szabványméretet tesz lehetővé egy 1,2 kW-os megoldás esetében, 98% feletti csúcshatásfokkal. A cikk arra is összpontosít, hogyan optimalizálható a 48 V-os topológia a kapcsolt induktivitások teljesítményszáma (FoM – Figure of Merit) alapján, ami érdekes lehet a DC-DC átalakítás területére összpontosító mérnökök számára.
A 48 V-os elosztó sínt általában valamilyen köztes feszültségre, gyakran 12 V-ra vagy alacsonyabbra alakítják át, majd a különböző helyi terhelési ponton elhelyezett szabályozók különböző feszültségeket szolgáltatnak közvetlenül a különböző terheléseknek. A 48 V-ról 12 V-ra történő átalakításkor a step down konverter (feszültségcsökkentő szabályozó) egyik első választása a többfázisú buck-átalakító (1. ábra). Ez egy szabályozott kimeneti feszültséggel (V_O) és gyors tranzienssel rendelkező megoldás, amely egyszerűen és olcsón megvalósítható. Néhány száz watt és >1 kW közötti teljesítménytartományban négy párhuzamos fázis jöhet szóba. Mivel azonban a magas hatásfok gyakran prioritás: a kapcsolási frekvencia gyakran viszonylag alacsony a 48 V-os átalakítók esetében, hogy a kapcsolási veszteségeket alacsonyan tartsák, szemben az alacsonyabb feszültségű, 12 V-os vagy akár 5 V-os bemenettel rendelkező alkalmazásokkal. Ez volt × másodpercben kifejezve kétszeresen is megviseli az induktív komponenseket, mivel a már érezhető feszültséget is viszonylag hosszabb ideig alkalmazzák. Ennek eredményeképpen a 48 V-os induktív komponensek jellemzően terjedelmesek, többfordulós tekercseléssel, hogy ellenálljanak a jelentősen megnövekedett volt × másodperc értéknek az alacsonyabb feszültségű alkalmazásokhoz képest. A 48 V-os buck-átalakítóban még mindig magas hatásfok érhető el, de jellemzően jelentős összméret mellett, ahol az induktivitások foglalják el a térfogat nagy részét.

1. ábra Négyfázisú buck-átalakító diszkrét induktivitásokkal

Az alapvető 48 V-ról 12 V-ra ~1 kW-os buck-átalakító négy fázisú, 6,8 μH diszkrét induktivitással és 200 kHz-es kapcsolási frekvenciával rendelkezik. Ez a négy induktivitás messze a legnagyobb és legmagasabb alkatrész, amely a megoldás térfogatának nagyobb részét teszi ki. A cikk célja, hogy megőrizze vagy javítsa ennek a kezdeti kialakításnak az elért magas hatásfokát, ugyanakkor jelentősen csökkentse az induktív elemek méretét.
A hagyományos buck minden egyes fázisában az áram ingadozása az 1. egyenlet szerint számítható, ahol a kitöltési tényező, D = V_O/V_IN, ahol V_O a kimeneti feszültség, V_IN a bemeneti feszültség, L az induktivitás értéke és FS a kapcsolási frekvencia.

A diszkrét induktivitásokat (DL) egy kapcsolt induktivitással (CL) helyettesítve – ami L_k szivárgási induktivitással és L_m kölcsönös induktivitással rendelkezik – az áramingadozás a 2. egyenlettel számítható ki. A teljesítményszámot (FoM) a 3. egyenlet írja le, ahol N_ph a kapcsolt fázisok száma, ρ a kapcsolási együttható (4. egyenlet), és j egy futási index, amely csak a kitöltési tényező egy alkalmazható intervallumát határozza meg (5. egyenlet).

Csatolt induktivitások figyelembevétele

A javítás első lépése az lenne, ha az N_ph = 4 esetén a teljesítményszámot (FoM) az L_m/L_k csatolási együttható több, gyakorlatilag észszerű értékére ábrázolnánk (2. ábra). Az L_m/L_k = 0 piros görbe a FoM = 1 alapvonalat jelenti a diszkrét induktivitás esetében. Kimutatták, hogy a nagyon alacsony szivárgással rendelkező inverz csatolású „notch” CL (NCL) struktúrák általában nagyon magas L_m/L_k értékeket, és ezáltal magas FoM értékeket érhetnek el. Míg azonban az érdekes kitöltési tényező ideális esetben éppen az első csúcsnál van D = 12 V/48 V = 0,25, a V_IN és a V_O számára is figyelembe kell venni bizonyos tartományt. Néha a névleges V_IN lehet 48 V vagy 54 V plusz némi tűréshatár, a V_O pedig 12 V-tól távolabb állítható, és így tovább. Annak érdekében, hogy az áram ingadozása visszafogott maradjon, ha az üzemi ciklus D = 0,25 körül változik bizonyos tartományban, az NCL helyett egy tipikus CL kialakítást választunk, jelentős szivárgással, még mindig jelentős FoM-értékkel. Feltételezve, hogy L_m/L_k > 4, a 2. ábrán a FoM-ból ~ 6×-os előny vehető figyelembe a CL-ben az induktivitás értékének csökkentésére a DL alapvonalhoz képest. Az energiatárolás csökkentésének közvetlenül ki kell hatnia az induktív elemek szükséges térfogatára. A DL = 6,8 μH érték CL = 1,1 μH-ra való csökkentése ezért előnyös lehet a méretcsökkentés szempontjából.

2. ábra FoM egy 4-fázisú CL-hez néhány különböző L_m/L_k érték esetén a D kitöltési tényező függvényében. Az érdekes terület kiemelve

3. ábra Az áramingadozás DL = 6,8 μH és CL = 4 × 1,1 μH esetén V_IN = 48 V és F_S = 200 kHz esetén a V_O függvényében. Az érdeklődésre számot tartó terület kiemelve

A megfelelő áramingadozást a 3. ábra szemlélteti, összehasonlítva a DL = 6,8 μH és a javasolt 4-fázisú CL = 4 × 1,1 μH (L_m = 4,9 μH) értékeket V_IN = 48 V és F_S = 200 kHz feltételek mellett. Az érdekes tartományban a CL áramingadozása hasonló vagy kisebb, mint a DL-é. Ez azt jelenti, hogy az összes áramköri hullámforma effektív értéke hasonló, és így a vezetési veszteségek is hasonlók. Ugyanaz az ingadozás azonos F_S mellett azonos kapcsolási veszteségeket, kapumeghajtó veszteségeket stb. is jelent, vagyis a két megoldás közötti hatásfoknak nagyon hasonlónak kell lennie (feltételezve, hogy az egyetlen különbség a DL és CL induktív veszteségek hasonló hozzájárulása).

4. ábra Négy DL = 6,8 μH induktivitást (fent) CL = 4 × 1,1 μH (lent) helyettesítve, 4 ×-es térfogatcsökkenés érhető el

5. ábra 48 V-ról 12 V-ra szabályozott első fokozat. Az alkatrészek a NYÁK felső oldalán, az 1/4-es tégla körvonalon belül helyezkednek el. Az összes ~1 mm-es alkatrész áthelyezése az alsó oldalra: 1/8-os tégla

A tervezett CL = 4 × 1,1 μH a 4. ábrán látható, négy DL = 6,8 μH induktivitás helyett. Mindegyik DL 28 × 28 × 16 mm méretű, feltételezve, hogy 0,5 mm távolságra vannak egymástól. Az 56,5 × 18 × 12,6 mm-es méretekkel rendelkező 4-fázisú CL 4 ×-es térfogatcsökkenést eredményez az induktív komponensek számára. Egy teljes 1,2 kW-os, 48 V-ról 12 V-ra szabályozott megoldás látható az 5. ábrán, az egyetlen NYÁK-oldalon lévő alkatrészek ¼ téglányi körvonalon belül vannak. A CL méreteit és a lábnyomot célzottan úgy tervezték, hogy két CL alkatrész elférjen egy ipari szabványos negyed téglányi méretben. Az összes ~1 mm-es alkatrész (FET-ek, vezérlő IC-k, kerámia kondenzátorok stb.) elhelyezése a NYÁK alsó oldalán lehetővé teszi az 1,2 kW-os megoldás 1/8-os téglaméretét.

Teljesítménynövekedés

Amikor a DL = 6,8 μH induktivitásokat CL = 4 × 1,1 μH-ra cseréltük, az induktivitásban az áram maximális jelváltozási sebessége szintén 6 × javult, ami mindig hasznos a tranziensoptimalizálás szempontjából. Ráadásul az induktivitás telítési teljesítménye 100 °C-on ~2 × javult, annak ellenére, hogy a teljes tekercstérfogat a negyedére csökkent.
A javasolt V_IN = 48 V-os megoldás V_O = 12 V-os kimenetű tranziens teljesítményét a 6. ábra szemlélteti. A várakozásoknak megfelelően a visszacsatolás a kimeneti feszültséget a változó terhelési áramhoz előre beállított értékre szabályozza, kompenzálva a bemeneti feszültségben bekövetkező változásokat is.

6. ábra Tranziens a V_O = 12 V kimeneten (CL = 4 × 1,1 μH) a 75 A terheléslépéseknél

A valószínűleg legfontosabb teljesítményparaméter, az elért hatékonyság a 7. ábrán látható. Ezt a legkorszerűbb ipari megoldással hasonlítjuk össze: 48 V-ról 12 V-ra (fix 4:1 leosztás) LLC mátrix transzformátorral és GaN FET-ekkel a primer és a szekunder oldalon. Hasonlítsuk össze az elért 97,6%-os teljes terhelésű hatásfokot és a 96,3%-os referenciaértéket. Ez azt jelenti, hogy teljes teljesítményen 16,6 W-tal kevesebb veszteséget kell eloszlatni, ami a javasolt megoldás 1,6 ×-es javulását jelenti. Ilyen veszteségcsökkentést általában nagyon nehéz elérni, ha a hatásfok már így is ilyen magas.
A méret és a hatékonyság közötti kompromisszum minden bizonnyal lehetséges. A 8. ábra összehasonlítja a CL = 4 × 1,1 μH (a DL-hez képest 4 × kisebb tekercsméret) és egy nagyobb CL = 4 × 3 μH hatékonyságát, amelynél az induktivitás térfogata csak 2 × kisebb. A fizikailag nagyobb CL = 4 × 3 μH nagyobb L_k = 3 μH szivárgásértékkel és nagyobb L_m = 10 μH kölcsönös induktivitással rendelkezik. Ez lehetővé teszi a kényelmes F_S csökkentést 110 kHz-re, ami a teljes terhelési tartományban jelentősen magasabb hatásfokot eredményez.

7. ábra A legmodernebb 48 V és 12 V közötti megoldások hatékonyságának összehasonlítása 1/8 téglatest alakban

8. ábra A hatékonyság és a méret közötti kompromisszum a javasolt 48 V-ról 12 V-ra átalakító, kapcsolt induktivitásokkal rendelkező megoldás esetében

Következtetés

A kapcsolt induktivitások előnyeit kihasználva a 48 V-ról 12 V-ra átalakító megoldás a diszkrét alapinduktivitásokhoz képest negyedére csökkenti a teljes tekercsméretet, és 1,2 kW-ot ér el az ipari szabványos 1/8-os téglatest alakú formátumban. Ez a 4 ×-es tekercsméret-csökkentés a kiváló hatásfok megőrzése mellett érhető el, az induktivitásban folyó áram maximális jelváltozási sebességének 6×-os növelésével és az induktivitás I_sat névleges teljesítményének 2 ×-es növelésével.
Összehasonlítva az iparág legkorszerűbb 48 V-ról 12 V-ra átalakító megoldásával ugyanabban a formatényezőben: teljes teljesítményen ~1,6 ×-es veszteségcsökkenés érhető el. A hatásfok is tovább javul, ha az induktív komponensek méretének kisebb csökkentése elfogadható.
Ugyanakkor a javasolt megoldás teljesen szabályozott, közvetlenül az ügyfél alaplapjára helyezhető, és a költségek további optimalizálása érdekében szabványos szilícium FET-eket használ. Ezt kell összehasonlítani a GaN FET-ekkel ellátott, szabályozatlan 4:1 LLC-vel, amelyet külön modulként gyártanak egy speciális, sok rétegű, érzékeny elrendezésű és beágyazott mátrixtranszformátorral ellátott nyomtatott áramköri lapon.
Az általános teljesítménynövekedés jól szemlélteti az ADI szabadalmaztatott IP-jének előnyeit a kapcsolt induktivitásokon, amelyeket örömmel adunk át számos DC/DC alkalmazással rendelkező ügyfelünk számára.

További műszaki és kereskedelmi információkat az Analog Devices hivatalos hazai forgalmazójától, az Arrow Electronics Hungary-től kaphatnak.

Szerzők: Alexandr Ikriannikov – az Analog Devices kommunikációs és felhőteljesítmény-csoport munkatársa
Laszlo Lipcsei – az Analog Devices kommunikációs és felhőteljesítmény-csoport igazgatója

Arrow Electronics Hungary
1138 Budapest, Váci út 140.
Bihari Tamás,
Senior Field Application Engineer
E-mail: Ez az e-mail-cím a szpemrobotok elleni védelem alatt áll. Megtekintéséhez engedélyeznie kell a JavaScript használatát.
Tel.: +36 30 748 0457
www.arrow.com