„Fényesebb az aranynál”: tápegység a környezetbarát energiahasználatért

A véletlenek összjátéka, hogy ebben a hónapban két „összecsengő” cikket is közölhetünk az ellenütemű feszültségátalakítók előnyeiről, melyeket ezúttal egy energiatakarékos váltakozófeszültség-bemenetű tápegység áramköri megoldásaiban fedezhetünk fel.

Digitális vezérlésű AC/DC-tápegység – platina fokozatú CSCI-specifikációval

Ahhoz, hogy kielégíthessük a tápegységekre vonatkozó – az ipar legkülönbözőbb területein (például az automotív és a fogyasztásicikk-kategóriában) érvényesített – legújabb szabványokat, egyre nagyobb hatásfokú és megbízhatóságú teljesítményelektronikai egységeket kell alkalmaznunk. A törekvések eredményességének egyik „értékmérője” a CSCI (Climate Savers Computing Initiative – Klímavédelmi Számítástechnikai Kezdeményezés ). Ez – az Energy Star Programmal együttműködve – az informatikai eszközök tervezői számára tűz ki olyan fejlesztési célokat, amelyek az informatikai eszközök számítási teljesítményének növekedését azok energiafogyasztásának csökkenésével kívánja megvalósítani (különös tekintettel a készenléti vagy tétlen állapotban mérhető energiafogyasztásra). A termékek CSCI-besorolásának fokozatai az alap-, a bronz-, az ezüst-, az arany- és legújabban a platinafokozat. Ebben a cikkben megmutatjuk, hogyan lehet egy teljesen digitálisan vezérelhető, 720 W kimenőteljesítményű AC/DC-tápegységet tervezni úgy, hogy az az alkalmazásspecifikus képességek és funkciók mellett a platinafokozatú CSCI-besorolás követelményeinek is eleget tegyen. A platinafokozatú specifikáció az 500 W…1 kW teljesítménytartományra vonatkozik, 230 V váltakozó feszültségű bemenetet feltételezve. A specifikáció egyben a teljesítménytényezőre vonatkozó követelményeket is megfogalmazza a terhelés függvényében.

A hardver

Az átlapoló (ellenütemű) topológiák különös előnyöket mutatnak, ha nagy hatásfokú, megbízható és nagy teljesítménysűrűségű megoldásra van szükség. Ha az egyenfeszültség-átalakítókat két párhuzamos teljesítményfokozatra hasítjuk, és azokat ellenütemben (180°-os fázistolással) működtetjük: ez csökkenti az áram hullámosságát. Az ellenütemű megoldások árama csúcstól csúcsig mérhető értékének csökkenése kisebb teljesítményveszteséget és ezzel kisebb működési hőmérsékletet eredményez. Mivel a két fázis egyenként csak a teljes áramterhelés felét viseli, a kondenzátorok ekvivalens soros ellenállásán, a tekercseken és a NyÁK-vezetékeken keletkező teljesítmény vesztesége a negyedrészére csökken (mivel az ellenállásos veszteségek az áram négyzetével arányosak). Az ellenütemű tápegységekre jellemző felezett áram további előnye, hogy a két fokozat induktív alkatrészeinek, huzalozásának, félvezetőinek és hűtőbordáinak összesített mérete kisebb az egyfázisú megoldásénál.
Az 1. ábrán látható referenciatervben mind a teljesítménytényező-korrektor (Power Factor Corrector – PFC), mind pedig a feszültség-átalakító kétfázisú, ellenütemű kapcsolásban valósul meg.

 1. ábra A referenciaterv magas szintű tömbvázlata

A hálózati csatlakozó felől haladva az első alkatrészek a szűrőtekercsek és egy – a hálózati kapcsolatot áthidaló – 1 µF-os kondenzátor, amely az EMI-védelmet valósítja meg. A tekercset két olvadóbiztosító követi: az egyik a fázis-, a másik a nullavezetékkel sorbakapcsolva. Az energiahálózat felől érkező feszültséglökések ellen a hálózati csatlakozással párhuzamosan kapcsolt 470 V-os varisztor nyújt védelmet.
A bemeneti szűrő kétfokozatú, amely egy közös módusú kapcsolásban elhelyezett fojtótekercset és két Y-kondenzátort tartalmaz – az utóbbiak a földelővezetékre csatlakoznak. Ezenkívül egy fémezett polipropilén fóliakondenzátor (X-kondenzátor) csatlakozik a fázis- és a nullavezeték közé.
Egy 25 °C-on 10 Ω ellenállású, negatív hőfoktényezőjű ellenállás (NTC) szolgálja azt a célt, hogy a bekapcsolási áramlökést legfeljebb 40 A-re (tipikusan 20 A-re) korlátozza. Ezt az NTC-ellenállást egy relékontaktus zárja rövidre, amikor a szűrt feszültség már stabilizálódott, és a vezérlőáramkör elkezdheti a rendszer fokozatos felfuttatását.
A bemeneti feszültség egy egyenirányító hídra kapcsolódik, amely 1,3 kV záró feszültséget és 53 A nyitó áramot képes elviselni. A hídegyenirányító kimenetén egy másik varisztor és egy zavarszűrő kondenzátor található a tranziens feszültségek elleni védelem céljából.
Az ellenütemű PFC-vezérlő, amint a 2. ábrán látható, két azonos kialakítású feszültségnövelő átalakítót tartalmaz, amelyek párhuzamosan vannak kapcsolva, és 180°-kal eltolt fázisú vezérlést kapnak.

2. ábra Ellenütemű, feszültségnövelő üzemmódó teljesítménytényezőkorrektor (PFC)

Az ellenütemű PFC-fokozat egy AC/DC-átalakító, amely a hálózati váltakozó feszültséget szabályozott, nagy értékű DC-feszültséggé alakítja át. A PFC-fokozat úgy alakítja át az induktivitás áramát, hogy az, alakját tekintve, hasonlítson az egyen-irányított váltakozó feszültségéhez annak érdekében, hogy magas teljesítménytényezőt és kis értékű harmonikus össztorzítást érjünk el. Ez a fokozat folytonos vezetésű üzemmódban (Continuous Conduction Mode – CCM) működik annak érdekében, hogy csökkentse a bemeneti áram harmonikustartalmát.
A feszültségnövelő PFC-technológia megvalósításához elég egyetlen, alsóoldali MOSFET-meghajtásáról gondoskodni. Erre a célra a Microchip MCP14E4 kétcsatornás MOSFET-meghajtóját választottuk, amely ellenütemű CMOS-kimenetekkel rendelkezik, 12 V-on 3,5 A áramot képes generálni, illetve elnyelni.
Áramérzékelésre két 50:1 menetszámarányú áramérzékelő transzformátort (Current Transformer – CT, magyarul áramváltót) használunk. Ezek az alsóoldali MOSFET nyelő- (drain-) elektródájának áramát érzékelik a forrás- (source-) oldal helyett, mivel ezen a módon jobbak a visszacsatolás tulajdonságai és kisebb a kapcsolási zaj.
Az áramváltók áramkimenete egy 15 Ω-os terhelő-ellenálláson alakul át feszültségjellé. Ezen áramváltók terhelésére négy ellenállásból álló soros-párhuzamos kombinációt alkalmaztunk, annak érdekében, hogy a relatív értékeltérések kiegyenlítsék egymást, és nagyobb pontosságú söntellenállást kapjunk. A soros kapcsolás arra is alkalmas, hogy felére ossza le a feszültséget a dsPIC digitális jelfeldolgozó kontroller (DSC) komparátorbemenete számára.
Az alkalmazott félvezető kapcsoló egy Infineon Technologies-gyártmányú 600 V-os CoolMOS C6 teljesítménykapcsoló MOSFET (IPW60P160C6). Az ellenütemű PFC-be egy Z-Rec egyenirányító (C3D20060D), szilícium-karbid alapanyagú, CREE-gyártmányú Schottky-diódát találtunk megfelelőnek. Ennek kiválasztási szempontjai között szerepelt a záróirányú feszültségtűrés, a nyitóirányú áram maximális értéke, a kis értékű nyitó-irányú feszültségesés és a gyors kapcsolási képesség. Ez utóbbi azért is különösen fontos, mert a záróirányú előfeszítéstől a pn-átmenet kiürítéséig szükséges számított idő (a záróirányú feléledési idő) jelentős hatást gyakorol a feszültségnövelő átalakító teljesítményveszteségére. Ezek a veszteségek csökkenthetők a szilícium-karbid (SiC) diódák használatával, mert ezeknél a záró-irányú feléledési idő szinte elhanyagolható.
A 3. ábrán bemutatjuk az ellenütemű, kétkapcsolós, előreszabályozott feszültségátalakító helyettesítő képét az áramutak megjelölésével.
Az ellenütemű feszültségátalakító – ellentétben a flyback-konverter topológiával – transzformátorokat használ az energia kimenetre juttatására a MOSFET bekapcsolási periódusának tartama alatt. A kétkapcsolós felépítésű konverteren viszont alsó- és felsőoldali MOSFET-et is alkalmaznak a feszültségnek a transzformátor primer tekercsére kapcsolására. A kapcsolókat szimultán módon vezérlik be- és kikapcsolt állapotba. Amint feszültséget juttatunk a primer tekercsekre, mindkét tekercsen pozitív a feszültség iránya. Ha a Q₃ MOSFET bekapcsolódik, a szekunder tekercsben kialakul az áram.

3. ábra Ellenütemű, kétkapcsolós, előre szabályozott feszültségátalakító

Amikor az áram már tartósan átfolyik az L₁ és C₁ alkatrészeken, a terhelésen és a visszavezetést megvalósító D₃ diódán, ez az áram csak addig marad fenn, míg annak értéke meg nem haladja a D₃-on folyó áramot. Ebben a pillanatban megszűnik a D₃ nyitóirányú előfeszítése, árama nullára csökken, és a szekunder tekercs Vs feszültsége rákapcsolódik az L₁ induktivitásra. Amint ez megtörténik, az L₁-ben és a C₁-ben tárolt energia a kimenetre (és a terhelésre) jut.
Amikor a Q₁ és Q₂ MOSFET kikapcsol, a feszültség minden tekercselésen előjelet vált. Az ennek során keletkező feszültséglökés nagy feszültséget juttat vissza a transzformátor primer tekercsére. Ezeket a csúcsokat vágják a primer tekerccsel párhuzamosan kapcsolt D₁ és D₂ diódák. Ezek a diódák a mágneses térben tárolt energiát visszatáplálják az energiahálózatba. Mivel a töltési és kisütési folyamatok nagyjából ugyanannyi időt vesznek igénybe, a kitöltési tényező nem haladhatja meg az 50%-ot, mert ez a transzformátor-vasmag lépcsőzetes telítődéséhez vezetne.
Amikor a feszültség a szekunder oldalon előjelet vált, a Q₁ MOSFET kikapcsol, és az L₁ induktivitás folytatja az áram továbbítását a C₁-be, és a terhelés hatására a D₁ dióda nyitóirányú előfeszítést kap.
Egy ellenütemű, „átlapolt” architektúrában az A és B fázisok 180°-os fázistolással kapják a vezérlést. Mivel a kitöltési tényező 50%-nál nagyobb nem lehet, az összes idő, amikor a kimeneti áramot az L₁, C₁ és D₃ alkatrészekből álló kör állítja elő, nagyon kicsi.
Bár a kapumeghajtót lehet úgy is tervezni, hogy az alsóoldali kapcsoló közvetlenül, a felsőoldali pedig transzformátoron keresztül kapjon vezérlést, ez olyan változásokat idézne elő a kapcsoló MOSFET-ek vezérlésének időzítésében, ami csökkentené a hatásfokot és növelné az alkatrészek igénybevételét. Ezért sokkal jobb megoldás egyetlen, két egyenlő menetszámú szekunder tekerccsel ellátott kapumeghajtó transzformátort használni az alsó- és a felsőoldali kapcsolótranzisztor vezérlésére.
Ahhoz, hogy a jó hatásfokú működéshez elengedhetetlen nagy sávszélességű visszacsatolást megvalósíthassuk, egy felsőoldali söntellenállást alkalmaztunk a kimeneti árammal arányos visszacsatolójel előállítására. Ezt az ellenállást a kimeneti kondenzátor és a kimeneti szűrő közé helyeztük el, hogy amilyen gyorsan csak lehetséges, észlelhesse az ugrásszerű terhelésváltozásokat. A söntellenállás beiktatásával járó teljesítményveszteséget két 500 µΩ-os ellenállás párhuzamos kapcsolásával állítottuk elő. A söntellenálláson eső feszültséget egy felsőoldali áramfigyelő áramkör érzékeli, amit egy Microchip MCP6H02 műveleti erősítőből alakítottunk ki.
Normál körülmények között az előre szabályozott feszültség-átalakítókban egy egyenirányító és egy szabadonfutó diódát szokás alkalmazni. Ehelyett ebben a referenciatervben az egyenirányító dióda szerepét egy szinkron-egyenirányítóként működtetett MOSFET vette át, amely növeli a hatásfokot, és kompenzálja azokat a jelkésleltetéseket, amelyeket a transzformátor szekunder tekercsének szórt induktivitása okoz.

A hatásfok növelése

A hatásfok növelése érdekében a PFC-fokozat kapcsolási periódusát – a kapcsolási veszteségek csökkentése érdekében – módosítjuk, amikor a rendszer állandósult állapotban működik. A kapcsolási frekvenciát pedig dinamikusan változtatjuk az aktuális terhelés függvényében. A PFC kapcsolási periódusának lehetséges értékeit egy táblázatban tároljuk. Az aktuális értéket innen vesszük elő, és ebből állítjuk elő az áramszabályozó hurok aktuális áram-alapjelét.
Egy szoftveres frekvenciamoduláló (jitter) algoritmust is megvalósítottunk, amely javítja a rendszer EMI-teszteken nyújtott teljesítőképességét. Ez a jitter-algoritmus egy bizonyos frekvenciatartományban szétszórja a rendszer által generált zajt azáltal, hogy háromszög-modulációval változtatja a kapcsolási frekvenciát egy középérték környezetében. A PFC-fokozat kimeneti feszültségét állandósult állapotban csökkentjük, amely növeli a rendszer hatásfokát a kis terheléstartományban. Ezt közvetlenül szabályozzuk annak a transzformátornak a szekunder oldali feszültségéből nyert visszacsatoló jellel, amely a terhelés áramáról ad vissza információt a bemenet felé.

Összegzés

A „zöld energiafelhasználás” a legaktuálisabb szempontok egyike a tápegységek fejlesztésénél. Ennek egy lehetséges megvalósítását a cikkben egy CSCI platinafokozatú AC/DC-tápegység referenciatervén keresztül mutattuk be, amelyhez a Microchip dsPIC digitális jelfeldolgozó mikrovezérlőit használtuk fel.

www.microchip.com